Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático

Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático
  • País: Espanya
  • Data de sol·licitud: 31/03/2014
  • Número de sol·licitud:

    P201400279

  • Número publicació:

    ES2527262

  • Data de concessió: 01/10/2015
  • Estat: Concesión
  • Inventors:
    P.J. REYES IGLESIAS
    Alejandro ORTEGA MOÑUX
    Iñigo MOLINA FERNÁNDEZ
  • Dades del titular:
    UNIVERSIDAD DE MÁLAGA
  • Dades del representante:

  • Clasificación Internacional de Patentes de la publicació:
    H04B 1/06,H03D 7/14,
  • Clasificación Internacional de Patentes de la publicació:
  • Data de venciment:

Patent nacional per "Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático"

Aquest registre ha estat sol·licitat per

UNIVERSIDAD DE MÁLAGA

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Reivindicacions:
+ ES-2527262_A1 1. Conversor inferior de 1200 integrado monolíticamente acromático que consiste en un conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MMI) 2x3 y con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TlAs con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor caracterizado por que las componentes IQ de la señal recibida, previamente a su conversión digital en dos ADCs y a su procesado digital, son resueltas mediante la combinación lineal de las fotocorrientes de salida desde un circuito analógico previamente calibrado de forma que la combinación en el acoplador de 1200 de la señal multicanal WDM y el Ol permite describir las tres fotocorrientes de salida al detectar el canal k-ésimo como i/, i/ Y il según la ecuación (8) obteniéndose finalmente, una vez resuelta dicha ecuación (8) , las componentes la del canal demodulado sin distorsión cancelándose el término de interferencia inducido según la ecuación (9) (9) demostrándose para una implementación ideal que ~3 ../3 AJ3 = AI5 = --, A I4 = 1; AQ3 = -, AQ4 = O, AQ5 = -- (10) 2 2 2. Conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente acromático según la reivindicación anterior caracterizado por que los coeficientes (AIi, AQi) se obtienen mediante un sencillo proceso de calibración a la longitud de onda central de la banda e (1550 nm) , coeficientes que debido a la reducida dependencia con la longitud de onda de los parámetros del MMI 2x3 pueden usarse sobre toda la banda-C, cancelando prácticamente en toda ella los F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014desbalanceos del receptor, lo que permite la regeneración eléctrica de las componentes IQ de cualquier canal en la banda-C desde la implementación de la operación lineal analógica descrita por la ecuación (9) sin usar el algoritmo digital de ortonormalización GSOP, en tanto que la calibración analógica prácticamente compensa los des balanceos del receptor sobre toda la banda-C y el número efectivo de bits (ENoB) del ADC en presencia de múltiples canales no se ve reducido. 3. Conversor inferior de 1200 integrado monolíticamente acromático según la reivindicación anterior caracterizado por que tomando como partida las ecuanciones (8) y (9) la interferencia en banda base se puede expresar según la ecuación (11) (11 ) de forma que para una implementación ideal (con IS, Jf=~ en toda la banda de trabajo) , desde las ecuaciones (10) Y (11) , el término de interferencia multicanal se cancela y no limita la recepción acromática. 4. Conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente acromático según la reivindicación 1 caracterizado por que no siendo el acoplador de 1200 ideal, las desviaciones respecto al funcionamiento ideal son parcialmente compensadas usando los coeficientes de calibración (Afi, AQi) , de tal modo que la interferencia multicanal bajo transmisión WDM es altamente reducida. 5. Receptor óptico coherente que comprende un conversor inferior de 1200 integrado monolíticamente acromático conforme cualquiera de las reivindicaciones anteriores. Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva

+ ES-2527262_B2 1. Conversor inferior de 1200 integrado monoUticamente acromático que consiste en un conversor inferior de 1200 integrado monolfticamenle basado en un acoplador de intelferencia multimodo (multimode interference coupler. MMf) 2x3 y con tres fatediados seguidos de sus respectivos TIAs con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor caracterizado por que las componentes IQ de la señal recibida, previamente a su conversión digital en dos ADCs y a su procesado digital, son resueltas mediante la combinación lineal de las fotocorrientes de salida desde un circuito analógico previamente calibrado de forma que la combinación en el acoplador de 1200 de la señal multicanal WDM y el OL permite describir las tres fotocorrientes de salida al detectar el canal k-ésimo como ¡l, i/ y ¡l según la ecuación (8) Re (11" ) Im~, , , ) ] (8) Re (lI" ) Im (II, , ) [;.J RC (II" ) Im (u" ) obteniéndose finalmente, una vez resuelta dicha ecuación (8) , las componentes la del canal demodulado sin distorsión cancelándose el término de interferencia inducido según la ecuación (9) (9) demostrándose para una implementación ideal que J3 A --- (10) I!> 2 2. Conversor inferior de 1200 integrado monollticamente acromático según la reivindicación anterior caracterizado por que los coeficientes (AI/, AQi) se obtienen mediante un sencillo proceso de calibración a la longitud de onda central de la banda e (1550 nm) , coeficientes que debido a la reducida dependencia con la longitud de onda de los parámetros del MMI 2x3 pueden usarse sobre toda la banda-C, cancelando prácticamente en toda ella los desbalanceos del receptor, lo que permite la regeneración eléctrica de las componentes fQ de cualquier canal en la banda-C desde la implementación de la operación lineal analógica descrita por la ecuación (9) sin usar el algoritmo digital de ortonormalización GSOP, en tanto que la calibración analógica prácticamente compensa los des balanceos del receptor sobre toda la banda-C y el numero efectivo de bits (ENoB) del ADC en presencia de múltiples canales no se ve reducido. 3. Conversor inferior de 1200 integrado monolíticamenle acromático según la reivindicación anterior caracterizado por que tomando como partida las ecuanciones (8) y (9) la interferencia en banda base se puede expresar según la ecuación (1 1) (11 ) de forma que para una implemen1ación ideal (con ISoI'-Y, en toda la banda de trabajo) , desde las ecuaciones (10) y (11) , el término de interferencia multicanal se cancela y no limita la recepción acromática. 4. Conversor inferior de 1200 integrado monoliticamente acromático según la reivindicación 1 caracterizado por que no siendo el acoplador de 1200 ideal, las desviaciones respecto al funcionamiento ideal son parcialmente compensadas usando los coeficientes de calibración (A, i, AQi) , de tal modo que la interferencia multicanal bajo transmisión WDM es altamente reducida. 5. Receptor óptico coherente que comprende un conversor infen'or de 1200 integrado monoliticamente acromático conforme cualquiera de las reivindicaciones anteriores. , .

Descripcions:
+ ES-2527262_A1 OBJETO DE LA INVENCiÓN la invención se encuadra en el campo de las Tecnologías de la Información y la Comunicación (TICs) and se refiere de forma general a conversores inferiores integrados monolíticamente, particularmente a conversores inferiores integrados monolíticamente acromáticos. ANTECEDENTES DE LA INVENCiÓN la incorporación de multiplexores de adición-extracción ópticos reconfigurables (reconfigurable optical add-drop multiplexers, ROADM) en redes ópticas de transporte ha proporcionado flexibilidad y posibilidades de configuración a los operadores de red. la introducción en un futuro cercano de ROADM acromático permitirá también que cualquier longitud de onda sea añadida / extraida en cualquier puerto. En este contexto, los receptores acromático pueden ser usados en los puertos de extracción para incrementar la eficiencia y reducir el coste de las redes ópticas reconfigurables. En un receptor acromático, sólo ajustando el oscilador local (Ol) , un canal de multiplexado por división de longitud de onda (wavelength-division multiplexed, WDM) individual puede ser seleccionado y detectado sin utilizar ningún dispositivo de filtrado óptico (por ejemplo un desmultiplexador o un filtro) . El Opticallnternetworking Forum (OIF) [1] ha propuesto el formato de modulación DP-QPSK (dual polarization quadrature phase-shift keying) para alcanzar los 100 Gbps por canal en la banda C amplificada sobre la infraestructura de red óptica existente. la modulación de amplitud en cuadratura de mayor orden (por ejemplo 16-64 QAM) es una alternativa viable para un mayor incremento de la capacidad de transmisión del sistema a la vez que se reducen los requerimientos de ancho de banda. Así, en el marco del proyecto MIRTHE [2.], transmisores y receptores integrados monolíticamente 16-QAM para 400 Gbps están siendo probados. los receptores coherentes requeridos comprenden una red con diversidad de polarización (por ejemplo divisores de polarización) y dos conversores inferiores con diversidad de fase (uno por polarización) . En este documento nos centraremos en la última parte, esto es, en el conversor inferior óptico. Una solución muy extendida es la integración monolítica del híbrido óptico de 90º con cuatro fotodiodos en configuración balanceada sobre el mismo chip ~, ~. En la recepción acromática, una medida de la supresión de los términos de detección directa interferentes de canales WDM coincidentes es el rechazo del modo común (common-mode-rejection-ratio, CMRR) [~, §J. Por tanto, un receptor coherente basado en un híbrido de 90º balanceado con un alto CMRR y una razón Ol-potencia de señal alta puede ser usado como receptor acromático. Sin embargo, un alto CMRR en el ancho de banda tendrá unos requisitos de tolerancia de fabricación estrictos (resultando en un coste alto y una tasa de fabricación baja) para reducir errores de hardware (Le. desbalanceos de amplitud existentes en la red de diversidad de fase o el desfase de responsividad del fotodiodo) [2, Zl Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva Una alternativa prometedora para superar los problemas anteriores es el receptor de diversidad de fase de 120º el cuál, adecuadamente calibrado, ha demostrado ser altamente tolerante a errores de hardware a frecuencias de microondas [ª-l. Esta es una solución interesante porque, como es sabido a partir de la teoría multipuerto rn, .1.Q) , tres es el número mínimo de salidas de potencia para recuperar perfectamente señales la a partir de lecturas de potencia mediante medios lineales, siendo el conversor inferior de 1200 el receptor multipuerto más simple. Este tipo de conversor inferior de 1200 ha sido descrito en varias ocasiones para comunicaciones ópticas usando acopladores en fibra 3x3 [11, .1lJ. los autores hemos propuesto recientemente un conversor inferior integrado monolíticamente, basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MM/) 2x3, con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor [Z, .1.Q) . Nuestra propuesta, comparada con el conversor inferior de 900 balanceado (basado en un MMI 2x4) , no sólo muestra la misma sensibilidad a ruido bajo un hardware ideal, sino que exhibe un mayor rango dinámico de señal, un ancho de banda opertativo más amplio, y una mayor tolerancia a errores de fabricación para una recepción unicanal. En la figura 1 se muestra un conversor inferior integrado híbrido de 90º convencional basado en un MMI 2x4 integrado monolítica mente con cuatro fotodiodos seguido de amplificadores de transimpedancia (transimpedance amplifiers, TIA) con eliminación de continua (OC offset cancel/ation) [~. los componentes de salida eléctrica de señal/Q son entonces digitalizados en dos convertidores analógico-digitales (analog-to-digital converters, ADC) y combinados para ser posteriormente procesados en el procesador de señal digital (signal processor, DSP) . Asumiendo una red de control de diversidad de polarización previa, el campo eléctrico de la señal WDM recibida (compuesta de N canales multiplexados) y el láser Ol pueden ser descritos en términos de sus envolventes complejas como Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva e, (t) ~ Re{ ~e. &., } (1) ew (t) = Re{~p¡, oeflOk/} ;kE[l, N] (2) Para una detección homodina, el Ol (de potencia Pw ) debe ser ajustado a la frecuencia angular Wk del canal a ser detectado. Considerando una potencia de señal igual para todos los canales multiplexados Ps=le-snI2, las envolventes de señal de complejidad lentamente variante del canal dh pueden ser descritas (omitiendo los impedimentos de transmisión de la fibra) en términos de los componentes de la señal IQ normalizada, In and Qn, como (3) la señal WDM y el Ol son combinados en el MMI 2x4, con parámetros de scattering Sk, j definidos entre sus puertos a frecuencia Wk, y detectados a partir de los fotodiodos, con responsividades R¡. Consecuentemente, cuando se selecciona un canal / (h, las cuatro fotocorrientes de salida pueden ser calculadas (con i =3, 4, 5 ó 6) como (4) Omitiendo los términos del batido de alta frecuencia a Wn-Wk, los cuáles serán completamente filtrados por la electrónica, las fotocorrientes i/ y iQ k para los componentes IQ pueden ser obtenidos a partir de TIAs diferenciales idealizados y ser descritos en forma de matriz como Tres términos pueden ser identificados en el lado derecho de la ecuación (5) : término en continua (OC offset) , un término de detección directa interferente procedente del batido de canales adjacentes entre sí, y una transformación lineal de los componentes IQ. Sus parámetros (a, y, u, v) , que fueron descritos por primera vez en ~, se muestran otra vez aquí en la Tabla 1 por convenencia. Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva Componente continua Coeficiente distorsión Transformación la no-lineal al, =Pw ( R, 1s;21 2-R41~~n a (M = !YO ( ~IS;; 12 -R6IS~ l' ) y1" = 1', ( RlIS;'¡I' R41s:¡I' ) y9" = 1', ( RsIS;; 12 -R6IS:' 12) u, = 2JpóP, (R3S;;S~' -A'4S:, S:I' ) ¡P;;;P; ( , , ' , ~, ) V, = 2 !YóP' RsSs, Ssl -R6 S62 61 Tabla 1. Parámetros derivados en [1l] que caracterizan un receptor coherente integrado híbrido de 90º Los términos lineales cuasan un desbalanceo, rotación y traslación de los ejes de referencia. La compensación de la distorsión lineal inducida a cada longitud de onda causada por imperfecciones hardware (desbalanceo a nivel de responsividad de fotodiodo y del híbrido) serán eliminadas en el DSP mediante el procedimiento de ortogonalización de GramSchmidt orthogonalization procedure (GSOP) [H]. El segundo término de la ecuación 5 causa una corriente de interferencia en banda base que no puede ser eliminada y que limita el comportamiento acromático del receptor. Esta corriente de interferencia puede ser por tanto expresada como El término interferente depende de la potencia de la señal, el número de canales coincidentes, y las prestaciones del receptor coherente en términos de desbalanceo de potencia. Debe señalarse que la corriente de interferencia de banda basal Imuestra una relación próxima con el CMRR para una única señal de longitud de onda [1], dado que es una medida directa del comportamiento desbalanceado de potencia de un receptor coherente. ( ) ¡n _in _ Rsl~12 _R61~12 CMRR~I\W = S 6 . 2 •I!? n ¡n + ¡n - 1 n 11 ~1 S 6 Inlerf Rs SsI + R6 u 61 Por lo tanto, usaremos el CMRR como figura de mérito de las prestaciones de los receptores 25 acromáticos integrados propuestos, tal y como se hace habitualmente en la literatura ~. Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva Para una recepción multicanal, desde la Eg. (5) , la interferencia producida por el batido consigo mismo de cada canal adyacente se verá ponderada por su potencia y el CMRR a su respectiva longitud de onda. De este modo, una efectiva recepción acromática necesitará una baja relación Ps/PLO y un elevado CMRR sobre el ancho de banda completo de operación del receptor. La Figura 2 (a) muestra la geometría transversal de las guiaondas consideradas en este documento. Se han considerado únicamente dos escenarios relevantes para su simulación: 1. Diseño nominal (sin errores de fabricación) y 11. Errores de fabricación moderados. Desde nuestra experiencia en plataformas comerciales de desarrollo en fnP ~, se ha escogido como errores de fabricación moderados desviaciones en la anchura de IÓwl<150 nm y profundidad de grabado de IÓDI<45nm. También se ha incluido un desbalanceo realista del 5% entre la responsividad de lo fotodiodos. Una descripción más detallada del conversor inferior integrado monolítica mente que incluye las dimensiones físicas más relevantes puede encontrarse en [7]. La Fig. 2 (b) muestra la dependencia con la longitud de onda del máximo CMRR descrito por la Eg. (7) . El OfF especifica un CMRR para una señal entrante por el puerto de señal mayor que 20 dB en módulo W . Como se espera, el diseño nominal (Caso 1) del conversor inferior de 900 cumple el OfF. Sin embargo, la especificación del OfF para el CMRR ésta sólo se cumple en la mitad de la banda-C bajo errores razonables de fabricación (Caso 11) . BREVE DESCRIPCiÓN DE LA INVENCiÓN La presente invención se refiere en general a conversores inferiores integrados monolítica mente, particularmente a conversores inferiores integrados monolítica mente acromáticos y más específicamente a conversores inferiores de 1200 integrados monolítica mente acromáticos. En particular, la presente invención se refiere a un conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente acromático que consiste en un conversor inferior de 1200 integrado monolítica mente basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupfer, MM/) 2x3 y con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TlAs con recuperación la desde un circuito analógicamente calibrado que permite incrementar a 80 el número de canales coincidentes de forma eficiente, mostrando un buen rango dinámico de señal y alto rendimiento de fabricación. Como este conversor inferior hace uso del menor número de medidas de potencia necesarias para la perfecta recuperación de las componentes IQ de F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014señal, resulta en una interesante alternativa a los receptores convencionales a 90º . Asimismo es objeto de la invención un receptor óptico coherente que comprende dicho conversor inferior de 120º integrado monolítica mente acromático. BREVE DESCRIPCiÓN DE LAS FIGURAS Fig. 1 Conversor inferior híbrido de 90º convencional. Fig. 2 (a) Geometría transversal de las guiaondas rib en InPllnGaAsP empleadas. H=1¡Jm, D=0.5¡Jm, nlnP=3.18, nlnGaAsp=3.27. (b) CMRR respecto a la longitud de onda (banda C) del conversor inferior de 90º convencional en función del escenario de fabricación (Caso 1111) .. Fig. 3 Conversor inferior acoplador de 120º calibrado. Fig.4 CMRR respecto a la longitud de onda del conversor inferior de 120º calibrado º 1 conversor inferior de 90º convencional en función del escenario de fabricación (Caso 1/11) (a) Conversor inferior de 120º con coeficientes exactos a 1550 nm (b) Conversor inferior de con coeficientes bajo un 5% de desviación Fig. 5 Penalización del OSNR (para un BER = 10.4) al variar la potencia de señal en función del número de canales WDM para conversores inferiores acopladores de 90º convencional (círculos rellenos) y de 120º calibrado (círculos huecos) , bajo el diseño nominal (Caso 1) (a) 16-QAM (b) 64-QAM. Fig. 6 Penalización del OSNR (para un BER = 10.4) al variar la potencia de señal en función del número de canales WDM para conversores inferiores acopladores de 90º convencional (círculos rellenos) y de 120º calibrado (círculos huecos) , bajo errores razonables de fabricación (Caso 11) (a) 16-QAM (b) 64-QAM. Fig. 7 Propuestas de conversores inferiores de 90º calibrados: (a) conversor inferior de 90º con red analógica completa para la obtención de las componentes IQ de señal desde las cuatro fotocorrientes de salida (b) conversor inferior de 90º con pesos calibrados entre cada par de fotocorrientes. Fig. 8 Penalización del OSNR (para un BER =10-4) al variar la potencia de señal en función F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014del número de canales WDM para un conversor inferior de 120º calibrado (círculos vacios) y el conversor inferior de 90º calibrado según la Opción B (círculos rellenos) bajo errores razonables de fabricación (Caso 11) (a) 16-QAM (b) 64-QAM. EJEMPLOS DE REALIZACiÓN A lo largo de esta solicitud se referencian varias publicaciones. las descripciones de todas estas publicaciones, y de las referencias citadas en ellas, se incorporan como referencia en esta solicitud con objeto de describir mejor el sector de la técnica a la que esta invención pertenece. la terminología usada aquí es con el propósito de describir tan sólo realizaciones preferentes y no se pretende que sean limitantes. En esta solicitud se compara las prestaciones de recepción acromática de canales con modulación QAM a 56 Gbps (112 Gbps bajo multiplexación en polarización) de dos tipos de conversores inferiores integrados monolítica mente: el convencional de 90º , basado en un MM! 2x4 y TIA diferencial, y el conversor inferior de 120º objeto de la invención, basado en un MM! 2x3 [L-1Q] con resolución de las componentes IQ de señal desde un circuito analógico previamente calibrado. las simulaciones numéricas muestran que los desbalanceos del hardware surgidos desde errores razonables de fabricación reducen el CMRR e incrementan en mayor medida la interferencia multicanal para el conversor inferior de 90º convencional que pare el conversor inferior de 120º . la ~muestra el esquema propuesto de un conversor inferior óptico de 120º calibrado acromático (implementado desde un MM! 2x3) integrado monolítica mente con tres fotodiodos seguidos de sus respectivos TlAs [7, 101. la operación lineal de las fotocorrientes de salida desde un circuito analógico previamente calibrado permite resolver las componentes IQ de la señal recibida previamente a su conversión digital en dos ADCs y procesado digital. Siguiendo un análisis similar al seguido anteriormente, la señal multicanal WDM y el Ol se combinarán ahora en el acoplador de 120º , describiéndose en notación matricial las tres fotocorrientes de salida al detectar el canal k-ésimo como il, i/ Yil Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva eléctrica, tal y como la ~muestra, de las componentes IQ de cualquier canal en la banda-C desde la implementación de la operación lineal analógica descrita por la Ea. (9) (operación que fue realizada digitalmente por estos mismos autores en [7, 101) . Debe destacarse que, a diferencia del receptor a 90º , en este caso no es necesario el algoritmo digital de ortonormalización GSOP, en tanto que la calibración analógica prácticamente compensa los desbalanceos del receptor sobre toda la banda-C, tal y como se demostrará a continuación. Desde las Ea. (8) - (9) , se puede demostrar que la interferencia en banda base podrá expresarse ahora como Para una implementación ideal (con Isi=x en toda la banda de trabajo) , desde las m. (10) - (11) , el término de interferencia multicanal se cancela y no limitará la recepción acromática. Cuando el acoplador de 120º no es ideal, las desviaciones respecto al funcionamiento ideal pueden ser parcialmente compensadas usando los coeficientes de calibración (A/i, AQi) , de tal modo que la interferencia multicanal bajo transmisión WDM será altamente reducida. Debe destacarse que la operación analógica descrita por la Ea. (9) tiene una importante ventaja respecto a la aproximación digital propuesta en [7, 101. En tanto que la recuperación de las componentes IQ de señal se realiza en el dominio analógico, el número efectivo de bits (ENoB) del ADC en presencia de múltiples canales no se verá reducido [11]. Tal y como indicó anteriormente, el CMRR se usará como figura de mérito de la recepción acromática. En tanto que el CMRR para un conversor inferior de 120º no está definido por el OIF, se propone el uso de las siguientes expresiones 2 2 2 (12) Obsérvese que estas expresiones guardan relación directa con la definición empleada en la Ea. (7) para el CMRR del conversor inferior de 90º convencional: el numerador coincide con la interferencia en las componentes IQ descrita por la Ea. (11) , mientras que el denominador es tan sólo un factor de normalización. Los resultados numéricos corroboran la validez de la Eg. (12) . Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva La Figura 4 muestra el CMRR evaluado para el conversor inferior óptico de 1200 calibrado integrado desarrollado en [1] bajo los mismos escenarios de fabricación mencionados anteriormente. La Fig. 4 (a) representa para cada longitud de onda el máximo valor de la ~ fj1} desde los coeficientes de calibración exactos estimados a 1550 nm. La Fig. 4 (b) muestra una situación más realista, en la que los coeficientes de calibración exactos (AIi, AQi) calculados a 1550 nm sufren una desviación de hasta el 5%. En todo caso, el CMRR supera en valor absoluto los 20 dB en toda la banda C, mejorando ostensiblemente al del receptor convencional mostrado en la Fig. 2 (b) . superando en valor absoluto los 20 dB en toda la banda C. A continuación el receptor a 1200 adoptará estos coeficientes de calibración realistas, justificándose que su mejor CMRR (véase la Fig. 4 (b) ) mejorará notablemente las prestaciones acromáticas respecto al receptor basado en un híbrido de 900 convencional. Comparación de las prestaciones acromáticas de conversores inferiores de 1200 calibrado y de 900 convencional En esta sección se simula numéricamente y comparan las prestaciones acromáticas de los conversores inferiores presentados. Se ha considerado un LO externo de 1 OdBm y canales WDM de igual potencia a 56 Gbps (permitiendo 112 Gbps bajo doble polarización) , centrados en la banda-C (rejilla a 50 GHz) . La fibra óptica ha sido modelada como un canal AWGN con una contribución uniforme a cada canal por el ruido amplificado de emisión espontánea (ASE) . De este modo, el efecto de la dispersión residual o de la polarización de los canales colindantes no ha sido evaluado aquí en las prestación del receptor (consulte [45] para un estudio en profundidad del factor de escala a introducir en la intensidad del término de interferencia) . La relación OSNR de entrada ha sido ajustada para una probabilidad de error BER = 10.4 en los canales incididentes bajo un receptor coherente ideal sin fuentes de ruido interno. Los TIAs han sido modelados con una densidad de corriente de ruido referido a sus entradas de 20 pAl"Hz. Se ha considerado una resolución del ADC de 5 y 6 bits bajo modulación 16-QAM y 64-QAM respectivamente, asegurando así una baja penalización por el ruido de cuantificación (...0.5 dB) [.1§]. Más detalles del escenario de simulación puede encontrarse en L1Q]. La Fig. 5 (a) muestra, bajo el diseño nominal (Caso 1) , la penalización del OSNR (para una BER =10.4) respecto a la potencia de señal de entrada en función del número de canales WDM bajo una modulación de elevado orden (16-QAMy 64-QAM) . La línea discontinua representa una penalización adicional en el OSNR de 1 dB sobre el suelo de ruido de cuantificación (de 0.5 dB) . Ambos receptores Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva están limitados de forma similar por el ruido shot para bajos niveles de potencia de señal. Sin embargo la prestación del receptor convencional a 900 se degrada particularmente para niveles altos de potencia de señal por la interferencia ocasionada por el batido consigo mismo de los canales colindantes. La contribución de esta interferencia aumenta con el 5 número de canales WDM y se debe a la degradación del CMRR debido a las prestaciones no-ideales del acoplador MMI para todos los canales transmitidos. Por este motivo, ante errores razonables de fabricación (Caso 11) , como muestra la ElfL...§., las prestaciones del conversor inferior de 900 convencional se degradarán más para niveles altos de señal, limitándose su rango dinámico. Téngase en cuenta que la recepción acromática de 80 10 canales no se incluye en los resultados de la Fia. 6 (b) para el conversor inferior de 900 convencional, en tanto que este tipo de receptor no pudo alcanzar la probabilidad de error requerida para este escenario. La ventaja del conversor inferior de 1200 calibrado es más apreciable para alta potencia de señal al incrementar el número de canales WDM, donde la reducción de la interferencia por el batido consigo mismo de los canales colindantes es más 15 apreciable. Estos resultados muestran una clara correspondencia con aquellos de la Fia. 4, que mostraron un mejor CMRR en la banda-C completa para el receptor de 1200 calibrado. 16-QAM 64-QAM 20 ch 40 ch 80 ch 20 ch 40 ch 80 ch Receptor convencional a 16 dB 12 dB 8 dB 9 dB 4.5 dB - 900 Receptor calibrado a 1200 > 22 dB > 22dB 21 dB > 21 dB 18 dB 10 dB Tabla 3. Margen dinámico en función del número de canales WDM para el receptor 20 convencional a 900 y receptor calibrado a 1200 En la Tabla 3 se resume el rango dinámico obtenido para cada tipo de receptor en función del número de canales WDM, en un escenario con errores de fabricación moderados (Caso 11) y una máxima penalización en el OSNR de 1.5 dB. Operación acromática de conversores inferiores de 900 calibrados En las secciones precedentes se ha comparado las prestaciones del conversor inferior de 900 no calibrado convencional con el conversor inferior de 1200 calibrado, podría surgir así la 30 duda de si la mejora del conversor inferior de 1200 pudiera ser debido únicamente a su Nº solicitud17/12/2014F.OEPM13/12/2014F.Efectiva proceso de calibración. Para contestar a esta cuestión el conversor inferior de 120º calibrado debería compararse con el 90º calibrado en un mismo escenario. En una primera aproximación surgen dos opciones diferentes para el conversor inferior de 90º calibrado: A) implementando una red analógica calibrada completa de resolución IQ desde la entrada de las cuatro fotocorrientes (véase la Fig.7.a) , S) calibrando los pesos entre cada par de fotocorrientes (véase la Fig.7.b) antes de su amplificación. Obviamente la opción A, además de requerir un amplificador TIA adicional, es más compleja que el conversor inferior de 120º , en tanto que debe combinar con los pesos adecuadamente ajustados cuatro (en vez de tres) medidas de potencia independientes para la recuperación IQ de señal. Así, quizás pueda obtenerse un mejor comportamiento si los pesos son adecuadamente ajustados. Esta es una opción interesante para aplicaciones de altas prestaciones cuyo su estudio está fuera del objetivo de este artículo y que podría investigarse en futuros trabajos. Por lo que respecta a la alternativa S, la comparación con la arquitectura de 120º propuesta debería hacerse en igualdad de condiciones y por lo tanto el algoritmo GSOP, utilizado en anteriores secciones para compensar parcialmente los desbalanceos del conversor inferior de 90º pero no del 120º , deberá ser retirado en ambos. La Fig. 8 muestra una comparación de las prestaciones de los conversores inferiores calibrados: el conversor inferior de 120º en la .Ei.9.J y el conversor inferior de 90º opción S en la Fig. 7. (b) . La penalización en la OSNR (para una BER =10-4) al variar la potencia de señal de entrada en función del número de canales WDM bajo una modulación de alto orden (16-QAM y 64-QAM) se muestra en la figura para un escenario de error de fabricación moderado (Caso 11) . Se observa que el conversor inferior de 120º calibrado ofrece aún una mejora en la penalización de la OSNR de 0.8 dS, bajo 16-QAM y 80 canales WDM, y de 2.8 dS, bajo 64-QAM y 40 canales WQM (nótese que la recepción acromática bajo transmisión 64-QAM no se incluye para más de 40 canales, en tanto que la opción S del conversor inferior de 90º calibrado no puedo alcanzar en este escenario la BER requerida) . A la vista de estos resultados puede observarse que, de los dos tipos de distorsión que según la Eg. (5) (segundo y tercer término) sufre el conversor inferior a 90º , la Opción calibrada S prácticamente cancela el término de interferencia por detección-directa (segundo término de la Eg. (5) , íntimamente relacionado con el CMRR) , pero no el término de distorsión lineal (tercer término de la ~) debido a las imperfecciones del receptor. Ambos términos pueden ser compensados simultáneamente en el conversor inferior de 120º calibrado L1.Q]. La distorsión lineal ocasiona un limitante desbalanceo en los ejes de referencia de la constelación IQ demodulada para la aproximación de 90º ~ que F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014empeoran finalmente sus prestaciones como indica la ~. Conclusiones Hemos comparado las prestaciones acromáticas de dos receptores integrados monolíticamente: i) el conversor inferior de 90º convencional basado en un MMI 2x4 con fotodetección balanceada, ii) el conversor inferior acoplador de 120º basado en un MMI 2x3 con recuperación analógica IQ. Los componentes pasivos de ambos dispositivos han sido diseñados desde guiaondas rib convencionales InP/lnGaAsP [Z], mientras que los errores típicos de fabricación (por ejemplo en anchura de guía y profundidad de grabado) han sido incluidos para definir escenarios realistas de simulación. Los resultados numéricos muestran claramente que, en una recepción acromática multicanal bajo modulación de elevado orden (16-64 QAM) , el conversor inferior de 120º calibrado mejora claramente al receptor de 90º convencional. Específicamente, se ha demostrado que, para errores realistas de fabricación y transmisión 64-QAM, el conversor inferior de 120º calibrado puede lograr la recepción acromática de 80 canales WDM en toda la banda-C y sobre un gran rango dinámico (-10 dB) . En el mismo escenario, el conversor inferior de 90º convencional sólo soporta 40 canales, con un rango dinámico mucho más reducido (-4.5 dB) . Además, otras alternativas para calibración del conversor inferior de 90º han sido brevemente evaluadas. Referencias 1. Opticallnternetworking Forum (OIF) , "100G ultra long haul DWDM framework document, " document OIF-FD-100G-DWDM-01.0 (June 2009) , http://www.oiforum.com/publiclimpagreements.html. 2. Mirthe Project, "Monolithic InP-based dual polarization QPSK integrated receiver and transmitter for coherent 100-400Gb Ethernet, " http://www.ist-mirthe.eu/. 3. R. Kunkel, H. G. Bach, D. Hoffmann, C. Weinert, 1. Molina-Fernández, and R. Halir, "First monolithic InP-based 90 degrees-hybrid OEIC comprising balanced detectors for 100GE coherent frontends, " in International Conference on Indium Phosphide & Related Materials (lPRM, 2009) , paper TuB2.2, pp. 167-170. 4. B. Zhang, C. Malouin, and T. J. Schmidt, "Towards full band colorless reception with coherent balanced receivers, " Opt. Express 20 (9) , 10339-10352 (2012) . F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014 5. L. E. Nelson, S. L. Woodward, S. Foo, M. Moyer, D. J. S. Beckett, M. O'Sullivan, and P. D. Magill, "Detection of a single 40 Gb/s polarization-multiplexed QPSK channel with a realtime intradyne receiver in the presence of multiple coincident WDM channels, " J. Lightwave Technol. 28 (20) , 2933-2943 (2010) . 6. V. E. Houtsma, N. G. Weimann, T. Hu, R. Kopf, A. Tate, J. Frackoviak, R. Reyes, Y. K. Chen, L. Zhang, C. R. Doerr, and D. T. Neilson, "Manufacturable monolithically integrated InP dual-port coherent receiver for 100G PDM-QPSK applications, " Tech. Digest Optical Fiber Comm. (OFC) (2011) , paper OML2. 7. P. J. Reyes-Iglesias, A. Ortega-Moñux, and 1. Molina-Fernández, "Enhanced monolithically integrated coherent 1200 downconverter with high fabrication yield, " Opt. Express 20 (21) , 23013-23018 (2012) . 8. P. Pérez-Lara, 1. Molina-Fernández, J. G. Wangüemert-Pérez, and A. Rueda-Pérez, "Broadband five-port direct receiver based on low-pass and high-pass phase shifters, " IEEE Trans. Microw. Theor y Tech. 58 (4) , 849-853 (2010) . 9. F. M. Ghannouchi and R. G. Bosisio, "An alternative explicit six-port matrix calibration formalism using five standards, " IEEE Trans. Microw. Theor y Tech. 36 (3) , 494-498 (1988) . 10. P. J. Reyes-Iglesias, 1. Molina-Fernández, A. Moscoso-Mártir, and A. Ortega-Moñux, "High-performance monolithically integrated 1200 downconverter with relaxed hardware constraints, " Opt. Express 20 (5) , 5725-5741 (2012) . 11. T. Pfau, S. Hoffmann, O. Adamczyk, R. Peveling, V. Herath, M. Porrmann, and R. Noé, "Coherent optical communication: towards realtime systems at 40 Gbit/s and beyond, " Opt. Express 16 (2) , 866-872 (2008) . 12. C. Xie, P. J. Winzer, G. Raybon, A. H. Gnauck, B. Zhu, T. Geisler, and B. Edvold, "Colorless coherent receiver using 3x3 coupler hybrids and single-ended detection, " Opt. Express 20 (2) , 1164-1171 (2012) . 13. A. Moscoso-Mártir, 1. Molina-Fernández, and A. Ortega-Monux, "Signal constellation distortion and BER degradation due to hardware impairments in six-port receivers with analog 1/0 generation, " Prog. Electromagnetics Res. 121, 225-247 (2011) . F.OEPM13/12/2014F.EfectivaNº solicitud17/12/2014 14. 1. Fatadin, S. J. Savor y , and D. Ives, "Compensation of quadrature imbalance in an optical oPSK coherent receiver, " IEEE Photon. Technol. Lett. 20 (20) , 1733-1735 (2008) . 15. A. Besse, M. Bachmann, H. Melchior, L. B. Soldano, and M. K. Smit, "Optical bandwidth and fabrication tolerances of multimode interference couplers, " J. Lightwave Technol. 12 (6) , 10 1004-1009 (1994) . 16. T. Pfau, S. Hoffmann, and R. Noé, "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recover y for M-oAM constellations, " J. Lightwave Technol. 27 (8) , 989-999 (2009) .

+ ES-2527262_B2 CONVERSOR INFERIOR DE 120" INTEGRADO MONOLlTICAMENTE ACROMÁTlCO OBJETO DE LA INVENCiÓN La invención se encuadra en el campo de las Tecnologías de la Información y la Comunicación (TICs) and se refiere de forma general a conversores inferiores integrados monolíticamente, particularmente a conversores inferiores integrados monolfticamente acromáticos. ANTECEDENTES DE LA INVENCiÓN La incorporación de multiplexores de adición-extracción ópticos reconfigurables (reconfigurable aplical add-drop multiplexers, ROADM) en redes ópticas de transporte ha proporcionado flexibilidad y posibilidades de configuración a los operadores de red. La introducción en un futuro cercano de ROADM acromático permitirá también que cualquier longitud de onda sea añadida I extraída en cualquier puerto. En este contexto, los receptores acromático pueden ser usados en los puertos de extracción para incrementar la eficiencia y reducir el coste de las redes ópticas reconfigurables. En un receptor acromático, sólo ajustando el oscilador local (Ol) , un canal de multiplexado por división de longitud de onda (wavelenglh-division multiplexed, WDM) individual puede ser seleccionado y detectado sin utilizar ningún dispositivo de fi"rado óptico (por ejemplo un desmultiplexador o un filtro) . El Oplicallnlernelwarking Forum (OIF) [1J ha propuesto el formato de modulación DP-QPSK (dual polarization quadrature phase-shift keying) para alcanzar los 100 Gbps por canal en la banda e amplificada sobre la infraestructura de red óptica existente. La modulación de amplitud en cuadratura de mayor orden (por ejemplo 16-64 QAM) es una alternativa viable para un mayor incremento de la capacidad de transmisión del sistema a la vez que se reducen los requerimientos de ancho de banda. Así, en el marco del proyecto MIRTHE [ZI, transmisores y receptores integrados monolíticamente 16-QAM para 400 Gbps están siendo probados. Los receptores coherentes requeridos comprenden una red con diversidad de pOlarización (por ejemplo divisores de polarización) y dos conversores inferiores con diversidad de fase (uno por polarización) . En este documento nos centraremos en la última parte, esto es, en el conversor inferior óptico. Una solución muy extendida es la integración monolítica del hibrido óptico de 900 con cuatro fotodiodos en configuración balanceada sobre el mismo chip [2., -ªl. En la recepción acromática, una medida de la supresión de los términos de detección directa interferentes de canales WDM coincidentes es el rechazo del modo común (common~mode-rejection-ratio. CMRR) [!, .2]. Por tanto, un receptor coherente basado en un hibrido de 90° balanceado con un alto CMRR y una razón Ol-potencia de senal alta puede ser usado como receptor acromático. Sin embargo, un alto CMRR en el ancho de banda tendrá unos requisitos de tolerancia de fabricación estrictos (resultando en un coste alto y una tasa de fabricación baja) para reducir errores de hardware (Le. desbalanceos de amplitud existentes en la red de diversidad de fase o el desfase de responsividad del fotodiodo) [2. TI· Una alternativa prometedora para superar los problemas anteriores es el receptor de diversidad de fase de 120" el cuál, adecuadamente calibrado, ha demostrado ser altamente tolerante a errores de hardware a frecuencias de microondas [ID. Esta es una solución interesante porque, como es sabido a partir de la teorla multipuerto rn., 1Q], tres es el numero mlnimo de salidas de potencia para recuperar perfectamente sei"lales la a partir de lecturas de potencia mediante medios lineales, siendo el conversor inferior de 1200 el receptor multipuerto más simple. Este tipo de conversor inferior de 1200 ha sido descrito en varias ocasiones para comunicaciones ópticas usando acopladores en fibra 3x3 [.11, l~l los autores hemos propuesto recientemente un conversor inferior integrada monolítica mente, basado en un acoplador de interferencia multimodo (multimode interference coupler, MMf) 2x3, con una estrategia de calibración lineal simple para corregir completamente errores del receptor [l, 1Q]. Nuestra propuesta, comparada con el conversor inferior de 90° balanceado (basado en un MMI 2x4) , no s610 muestra la misma sensibilidad a ruido bajo un hardware ideal, sino que exhibe un mayor rango dinámico de señal, un ancho de banda opertativo más amplio, y una mayor tolerancia a errores de fabricación para una recepción unicanal. En la figura 1 se muestra un conversor inferior integrado híbrido de 900 convencional basado en un MMI 2x4 integrado monolítica mente con cuatro fotodiodos seguido de amplificadores de transimpedancia (transimpedance amplifiers, TIA) con eliminación de continua (OC offset cancel/ation) @) . Los componentes de salida eléctrica de señal/Q son entonces digitalizados en dos convertidores analógico-digitales (analog-to-digitat converters, ADC) y combinados para ser posteriormente procesados en el procesador de serial digital (signal processor, DSP) . Asumiendo una red de control de diversidad de polarización previa, el campo eléctrico de la senal WDM recibida (compuesta de N canales multiplexados) y el laser Ol pueden ser descritos en términos de sus envolventes complejas como e. (t) -Re{ ~e" t!"'., } (1) 0w (/) = Re{Jp, .oe'''''} ;kE[I, N] (2) Para una detección homodina, el Ol (de potencia PLO) debe ser ajustado a la frecuencia angular Wk del canal a ser detectado. Considerando una potencia de senal igual para todos los canales multiplexados Ps=le-snI2, las envolventes de señal de complejidad lentamente variante del canal nth pueden ser descritas (omitiendo los impedimentos de transmisión de la fibra) en términos de los componentes de la señal/Q normalizada, In and Qn. como (3) La señal WDM y el Ol son combinados en el MM' 2x4, con parámetros de scattering Et~ definidos entre sus puertos a frecuencia Wlfl Y detectados a partir de los fotodiodos, con responsividades R¡. Consecuentemente. cuando se selecciona un canal ¡ (h, las cuatro fotocorrientes de salida pueden ser calculadas (con i = 3, 4, 5 ó 6) como (4) Omitiendo los términos del batido de alta frecuencia a Wn-Wk, los cuáles serán completamente filtrados por la electrónica, las fotocorrientes it y iOk para los componentes IQ pueden ser obtenidos a partir de TIAs diferenciales idealizados y ser descritos en forma de matriz como Tres términos pueden ser identificados en el lado derecho de la ecuación (5) : término en continua (OC offset) , un término de detección directa interferente procedente del batido de canales adjacentes entre si , y una transformación lineal de los componentes 10. Sus parámetros (a, y, u, v) , que fueron descritos por primera vez en l.1.m, se muestran otra vez aqui en la Tabla 1 por convenencia. Componente continua Coeficiente distorsión Transformación 10 no-lineal " a. Pw ( R, ]s;, ]' R, ]S. ]' ) a, . ~, , ( , , *, ]' -R, l s~]') , . I; (R, ]S;I' -R, Is;, I') '''" -p. ( R, 15; l' -R, ].5;: ]' ) , ¡¡;, ;;r;\, . ".H, -2 PwP. RJSnSJ, -R, SeS" ) Vi -2J P¡JIP' (li') j~j;I' -1i'6S~ stl' ) Tabla 1. Parámetros derivados en [1.J] que caracterizan un receptor coherente integrado híbrido de 90° Los términos lineales cuasan un desbalanceo, rotación y traslación de los ejes de referencia. La compensación de la distorsión lineal inducida a cada longitud de onda causada por imperfecciones hardware (desbalanceo a nivel de responsividad de tatadiodo y del híbrido) serán eliminadas en el DSP mediante el procedimiento de ortogonalización de GramSchmidt orthogonalization procedure (GSOp) [H]. El segundo término de la ecuación 5 causa una corriente de interferencia en banda base que no puede ser eliminada y que limita el comportamiento acromático del receptor. Esta corriente de interferencia puede ser por tanto expresada como El término interferente depende de la potencia de la senal, el número de canales coincidentes, y las prestaciones del receptor coherente en términos de desbalanceo de potencia. Debe señalarse que la corriente de interferencia de banda basal Imuestra una relación próxima con el CMRR para una única señal de longitud de onda m, dado que es una medida directa del comportamiento desbalanceado de potencia de un receptor coherente. Por lo tanto, usaremos el CMRR como figura de mérito de las prestaciones de los receptores 25 acromáticos integrados propuestos, tal y como se hace habitualmente en la literatura~. Para una recepción multicanal, desde la Eg. (S) la interferencia producida por el balido consigo mismo de cada canal adyacente se verá ponderada por su potencia y el CMRR a su respectiva longitud de onda. De este modo, una efectiva recepción acromática necesitará una baja relación PJ PLO y un elevado CMRR sobre el ancho de banda completo de operación del receptor. La Figura 2 (a) muestra la geomelrla transversal de las guia ondas consideradas en este documento. Se han considerado únicamente dos escenarios relevantes para su simulación: 1. Diseno nominal (sin errores de fabricación) y 11. Errores de fabricación moderados. Desde nuestra experiencia en plataformas comerciales de desarrollo en InP [2 31, se ha escogido como errores de fabricación moderados desviaciones en la anchura de 15wl<150 nm y profundidad de grabado de 15ºl<45nm. También se ha incluido un desbalanceo realista del 5% entre la responsividad de lo fotodiodos. Una descripción más detallada del conversor inferior integrado monolítica mente que incluye las dimensiones físicas más relevantes puede encontrarse en [7] . La Fia. 2 22 dB > 22dB 21 dB > 21 dB 18 dB 10 dB Tabla 3. Margen dinámico en función del número de canales WDM para el receptor 20 convencional a 900 y receptor calibrado a 1200 En la Tabla 3 se resume el rango dinámico obtenido para cada tipo de receptor en función del número de canales WDM, en un escenario con errores de fabricación moderados (Caso 11) y una máxima penalización en el OSNR de 1.5 dB. Operación acromática de conversores inferiores de 900 calibrados En las secciones precedentes se ha comparado las prestaciones del conversor inferior de 900 no calibrado convencional con el conversor inferior de 1200 calibrado, podrla surgir asi la duda de si la mejora del conversor inferior de 1200 pudiera ser debido únicamente a su proceso de calibración. Para contestar a esta cuestión el conversorinferiorde 1200 calibrado deberla compararse con el 90° calibrado en un mismo escenario. En una primera aproximación surgen dos opciones diferentes para el conversor inferior de 90° calibrado: A) implementando una red analógica calibrada completa de resolución fQ desde la entrada de las cuatro fotocorrientes (véase la Fía. 7 .al, B) calibrando los pesos entre cada par de fotocorrientes (véase la Fía. 7 .b) antes de su amplificación. Obviamente la opción A, además de requerir un amplificador TIA adicional, es más compleja que el conversor inferior de 120°, en tanto que debe combinar con los pesos adecuadamente ajustados cuatro (en vez de tres) medidas de potencia independientes para la recuperación 10 de señal. As!, quizás pueda obtenerse un mejor comportamiento si los pesos son adecuadamente ajustados. Es1a es una opción interesante para aplicaciones de altas prestaciones cuyo su estudio está fuera del objetivo de este artículo y que podría investigarse en futuros trabajos. Por lo que respecta a la alternativa B, la comparación con la arquitectura de 120° propuesta debería hacerse en igualdad de condiciones y por lo tanto el algoritmo GSOP, utilizado en anteriores secciones para compensar parcialmente los desbalanceos del conversor inferior de 90° pero no del 120°, deberá ser retirado en ambos. La ~muestra una comparación de las prestaciones de los conversores inferiores calibrados: el conversor inferior de 120° en la .E.ia....J y el conversor inferior de 90° opción B en la Fia. 7. (b) . La penalización en la OSNR (para una BER = 10-4) al variar la potencia de señal de entrada en función del número de canales WDM bajo una modulación de alto orden (16-0AM y 64-QAM) se muestra en la figura para un escenario de error de fabricación moderado (Caso 11) . Se observa que el conversor inferior de 120° calibrado ofrece aún una mejora en la penalización de la OSNR de 0.8 dB, bajo 16-QAM y 80 canales WDM, y de 2.8 dB, bajo 64-QAM y 40 canales WOM (nótese que la recepción acromática bajo transmisión 64-QAM no se incluye para más de 40 canales, en tanto que la opción B del conversor inferior de 90° calibrado no puedo alcanzar en este escenario la BER requerida) . A la vista de estos resultados puede observarse que, de los dos tipos de distorsión que según la Eg. (5) (segundo y tercer término) sufre el conversor inferior a 90°, la Opción calibrada B prácticamente cancela el término de interferencia por detección-directa (segundo término de la Eg. (5) , íntimamente relacionado con el CMRR) , pero no el término de distorsión lineal (tercer término de la fa.2) debido a las imperfecciones del receptor. Ambos términos pueden ser compensados simultáneamente en el conversor inferior de 120° calibrado [1Q]. La distorsión lineal ocasiona un limitante desbalanceo en los ejes de referencia de la constelación IQ demodulada para la aproximación de 90° l.1-ª1 que empeoran finalmente sus prestaciones como indica la Fia.8. Conclusiones Hemos comparado las prestaciones acromáticas de dos receptores integrados monolíticamente: i) el conversor inferior de 90° convencional basado en un MMI 2x4 con fotodetección balanceada, ii) el conversor inferior acoplador de 1200 basado en un MMI 2x3 con recuperación analógica IQ, Los componentes pasivos de ambos dispositivos han sido diseñados desde guiaondas rib convencionales InP/lnGaAsP [1] , mientras que los errores tipicos de fabricación (por ejemplo en anchura de guia y profundidad de grabado) han sido incluidos para definir escenarios realistas de simulación. Los resultados numéricos muestran claramente que, en una recepción acromática multicanal bajo modulación de elevado orden (16-64 QAM) , el conversor infen"or de 120° calibrado mejora claramente al receptor de 90° convencional. Especrficamente, se ha demostrado que, para errores realistas de fabricación y transmisión 64-QAM, el conversor infen"or de 1200 calibrado puede lograr la recepción acromática de 80 canales WDM en toda la banda·C y sobre un gran rango dinámico (-10 dB) . En el mismo escenario, el conversor inferior de 90° convencional sólo soporta 40 canales, con un rango dinámico mucho más reducido (-4.5 dB) . Además, otras alternativas para calibración del conversor inferior de 90° han sido brevemente evaluadas. Referencias 1. Opticallnternetworking Forum (DIF) , ~100G ultra long haul DWDM framework document, " document OIF·FD·100G·DWDM·01.0 (June 2009) , http://www.oiforum.com/publiclimpagreements.html. 2. Mirthe Project, "Monolithic InP-based dual polarization QPSK integrated receiver and transmitter for coherent 100-400Gb Ethernet: http://www.ist-mirthe.eu/. 3. R. Kunkel, H. G. Bach, D. Hoffmann, C. Weinert, 1. Molina-Fernández, and R. Halir, ~First monolithic InP-based 90 degrees-hybrid DEle comprising balanced detectors tor 100GE coherent frontends, " in Intemational Conference on Indium Phosphide & Related Materials (IPRM, 2009) , paper TuB2, 2, pp. 167-170, 4. B. Zhang, C. Malouin, and T. J. Schmidt, ~Towards full band colorles$ reception with coherent balanced receivers, " Opt. Express 20 (9) , 10339-10352 (2012) . 5. l. E. Nelsan, S. L. Woodward, S. Foo, M. Moyer, D. J. S. Beckett, M. Q'Sullivan, and P. D. Magill, -Detection of a single 40 Gb/s polarization-multiplexed QPSK channel with a realtime intradyne receiver in the presence of multiple coincident WDM channels, · J. Lightwave Technol. 28 (20) , 2933-2943 (2010) . 6. V. E. Houtsma, N. G. Weimann, T. Hu, R. Kopf, A. Tale, J. Frackoviak, R. Reyes, Y. K. Chen, L. Zhang, C. R. Doerr, and D. T. Neilson, -Manufacturable monolilhically integraled InP dual-part eoherent receiver far 100G PDM-QPSK applications: Tech. Digest Optical Fiber Comm. (OFC) (2011) , paper OML2. 7. P. J. Reyes-Iglesias, A. Ortega-Mof"lux, and 1. Molina-Fernández, ~Enhanced monolithically integrated coherent 1200 downconverter with high fabrication yield, ' Opt. Express 20 (21 ) , 23013-23018 (2012) . 8. P. Pérez-Lara, r. Molina-Fernández, J. G. Wangüemert-Pérez, and A. Rueda-Pérez, "Broadband five-port direct receiver based on low-pass and high-pass phase shifters, R IEEE Trans. Microw. Theor y Tech. 58 (4) , 84!) -853 (2010) . 9. F. M. Ghannouchi and R. G. Bosisio, ~An alternative explicit six-port matrix calibration formalism using five standards, " IEEE Trans. Microw. Theor y Tech. 36 (3) , 494-498 (1988) . 10. P. J. Reyes-Iglesias, r. Molina-Fernández, A. Moscoso-Mártir, and A. Ortega-Moñux, RHigh-pertormance monolithically integrated 1200 downconverter with relaxed hardware constraints, " Opl. Express 20 (5) , 5725-5741 (2012) . 11. T. Pfau, S. Hoffmann, O. Adamczyk, R. Peveling, V. Herath, M. Porrmann, and R. Noé, RCoherent optical communication: towards realtime systems al 40 GbiUs and beyond, " Opto Express 16 (2) , 866-872 (2008) . 12. C. Xie, P. J. Winzer, G. Raybon, A. H. Gnauck, 8. Zhu, T. Geisler, and B. Edvold, uColorless coherent receiver using 3x3 coupler hybrids and single-ended detection, " Opt. Express 20 (2) , 1164-1171 (2012) . 13. A. Moscoso-Mártir, 1. Molina-Fernández, and A. Ortega-Monux, "Signal constellation distortion and BER degradation due lo hardware impairments in six-port receivers with anal09 1/0 generation, " Prog. Electromagnetics Res. 121, 225-247 (2011) . 14. 1. Fatadin, S. J. Savor y , and D. Ives, "Compensation of quadralure imbalance in an optical QPSK coherent receiver, " IEEE Photon. Techno!. Lett. 20 (20) , 173~1735 (2008) . 15. A. Besse, M. Bachmann, H. Melchior, L. B. Soldana, and M. K. Smit, "Oplical bandwidth and fabricalion tolerances of multimode interference couplers, " J. Lightwave Technol. 12 (6) , 1004-1009 (1994) . 16. T. Pfau, S. Hoffmann, and R. Noé, "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recover y tor M-QAM constellations, " J. Lightwave Technol. 27 (8) , 989-999 (2009) .

Publicacions:
ES2527262 (21/01/2015) - A1 Solicitud de patente con informe sobre el estado de la técnica
ES2527262 (08/10/2015) - B2 Patente de invención con examen previo

Esdeveniments:
En data 31/03/2014 es va realitzar 3101P_Registro Instancia Solicitud
En data 08/04/2014 es va realitzar Aceptación Tramitación CAP
En data 08/04/2014 es va realitzar Admisión a Trámite
En data 08/04/2014 es va realitzar 1001P_Comunicación Admisión a Trámite
En data 02/07/2014 es va realitzar Suspenso en Examen Formal y Técnico
En data 08/07/2014 es va realitzar Publicación Suspenso en Examen Formal y Técnico
En data 30/07/2014 es va realitzar 3585X_Registro Solicitud Prórroga de Plazos
En data 04/08/2014 es va realitzar Concesión Prórroga de Plazos
En data 08/08/2014 es va realitzar Publicación Concesión Prórroga de Plazos (BOPI)
En data 06/11/2014 es va realitzar 3007_Registro Contestación al Suspenso Examen Formal y Técnico
En data 13/12/2014 es va realitzar 3406X_Solicitud Correcciones
En data 12/01/2015 es va realitzar Continuación del Procedimiento
En data 13/01/2015 es va realitzar Informe Estado de la Tecnica
En data 13/01/2015 es va realitzar 1109P_Comunicación Traslado del IET
En data 16/01/2015 es va realitzar Publicación Continuación del Procedimiento e Inicio IET
En data 21/01/2015 es va realitzar Publicación Solicitud con IET (BOPI)
En data 21/01/2015 es va realitzar Publicación Folleto Solicitud con IET (A1)
En data 27/03/2015 es va realitzar EP1_Petición Examen Previo sin Modificaciones
En data 08/04/2015 es va realitzar Reanudación Procedimiento con Examen Previo
En data 14/04/2015 es va realitzar Publicación Reanudación Procedimiento con Examen Previo
En data 01/10/2015 es va realitzar Concesión
En data 01/10/2015 es va realitzar 1253P_Notificación Concesión por Examen Previo
En data 08/10/2015 es va realitzar Publicación Concesión Patente Art 40 1
En data 08/10/2015 es va realitzar Publicación Folleto Concesión
En data 02/02/2016 es va realitzar Entrega Título Patente


Informació sobre el registre de patent nacional per Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático amb el nombre P201400279

El registre de patent nacional per Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático amb el nombre P201400279 va ser sol·licitat el 31/03/2014. Es tracta d'un registre en Espanya pel que aquest registre no ofereix protecció en la resta dels països. El registre Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático amb el nombre P201400279 va ser sol·licitat per UNIVERSIDAD DE MÁLAGA.

Altres invencions sol·licitades per UNIVERSIDAD DE MÁLAGA

És possible conèixer totes les invencions sol·licitades per UNIVERSIDAD DE MÁLAGA entre les quals es troba el registre de patent nacional per Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático amb el nombre P201400279. Si es desitgen conèixer més invencions sol·licitades per UNIVERSIDAD DE MÁLAGA clicar aquí.

Patents a Espanya

És possible conèixer totes les invencions publicades a Espanya entre les quals es troba el registre patent nacional per Conversor inferior de 120º integrado monoliticamente acromático. El nostre portal www.patentes-y-marcas.com ofereix accés a les publicacions de patents en Espanya. Conèixer les patents registrades en un país és important per saber les possibilitats de fabricar, vendre o explotar una invenció en Espanya.